用于三相產(chǎn)業(yè)應(yīng)用系統(tǒng)寬電壓電源

由三相交流電源供電的產(chǎn)業(yè)設(shè)備往往需要一個輔助電源為控制電路提供穩(wěn)定的低壓直流電壓。但是，對這種穩(wěn)壓電源的技術(shù)要求比單相電源高得多，其額定輸進電壓比較高。而且在產(chǎn)業(yè)環(huán)境中，由于大負載接進電網(wǎng)或者脫離電網(wǎng)，或者由于在某個地方電網(wǎng)出現(xiàn)故障，電網(wǎng)電壓經(jīng)常會出現(xiàn)很大浪涌、長時間跌落或者瞬間下降。這就要求電源能夠處理所有這些情況而不會出現(xiàn)故障。
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本文探討在設(shè)計三相應(yīng)用系統(tǒng)中使用的開關(guān)型供電電源時碰到的題目，并且提出一個結(jié)構(gòu)緊湊、經(jīng)濟有效的設(shè)計方案，它可以在輸進電壓變化范圍很寬的情況下工作。

設(shè)計目標(biāo)

目標(biāo)是設(shè)計一個由電網(wǎng)供電，輸進為三相電壓的開關(guān)型電源。它的輸進電壓變化范圍很寬，總體工作效率很高，輸進電壓波動對直流輸出的影響很小。

對于三相應(yīng)用系統(tǒng)，例如電能表，供電電源必須能夠在輸進為57～580 VAC的三相交流電壓范圍內(nèi)工作，而且在偶然失往一相或者中線沒有接上的情況下也如此。

對于輔助供電電源，反激式電路最適合，這種電路有以下優(yōu)點：

● 只使用一個有源開關(guān)，簡化了電路設(shè)計。
● 在電路中使用一個繞線元件（在輸出端不需要使用很大的扼流圈作為濾波器）。
● 很輕易產(chǎn)生多路輸出電壓。
● 元件數(shù)目很少，本錢很低。

對于反激式轉(zhuǎn)換器，在輸進交流電壓最大的情況下，MOSFET的擊穿電壓至少是整流后的峰值電壓的1.6倍。在交流輸進電壓為580 VAC時，需要使用1200V的MOSFET，增加了本錢，而且一般是不可能使用開關(guān)集成電路—使用開關(guān)集電成電路會大幅度地簡化反激式轉(zhuǎn)換器電路。

Power Integrations的LinkSwitch?TN集成了一個700V的MOSFET和控制器，與使用一只分立MOSFET和外接控制集成電路的方案相比，可以減少20～30個外接元件。這個集成電路的額定電壓是700V，只能用于一相。不過，串聯(lián)一個外接MOSFET，或者用StackFETTM的接法，可以把最大電壓分配在這兩個器件上，因而總的額定電壓即是兩個MOSFET的額定電壓之和。

設(shè)計結(jié)果

圖1是一個輸出為12V、電流為250mA的反激式電源電路，它的輸進是單相或者三相電壓。把StackFET技術(shù)用在低本錢的600V MOSFET上，得到總額定電壓為1300 V的電路。在47～63Hz的頻率范圍，輸進為單相或者三相110 VAC、220 VAC或者 440 VAC時；在輸進失往一相或者不止一相，中線沒有接上，或者電網(wǎng)電壓長時間下降或者出現(xiàn)浪涌的情況下，這個電源仍然可以很好地工作。

電路的工作原理

圖1為LinkSwitch-TN集成電路，型號為LNK304P（圖中元件U1），接成反激式轉(zhuǎn)換器，充分地利用它的66 kHz的開關(guān)頻率。該電路運用了通斷控制，利用跳過幾個開關(guān)周期的個方法來調(diào)整輸出電壓。當(dāng)負載減少時，實際的開關(guān)頻率下降，開關(guān)損耗成比例地下降，工作效率進步到最大。

注：在市電電壓高或者負載小的情況下，頻率固定的標(biāo)準(zhǔn)PMW控制器的效率很低，這是由于它們工作頻率低、占空比小的緣故。使用通斷控制的方案，就不存在這個題目。

二極管D1至D8對輸進交流電壓進行全波整流。電阻器R1～R4是用來限制剛接通電網(wǎng)時出現(xiàn)的大電流。電容器C5～C8對整流后的交流電壓進行濾波。為了讓直流母線電壓能夠達到820VDC，額定電壓為450V的電容器C5、C7和 C6、 C8分別串聯(lián)起來，并分別與平衡電阻器R13～R16并聯(lián)，以便將電壓均衡地加在這些電容器上。電容器C5/C7 和C6/C8與電感器L1一起構(gòu)成p型濾波器，目的是降低電磁干擾。電容器C9放在非常靠近U1和變壓器T1的地方，為開關(guān)感應(yīng)的噪聲電流提供一條通路，以便減少差模電磁干擾。除了用這個辦法降低電磁干擾，還使用了以下措施：一、讓U1的開關(guān)頻率產(chǎn)生抖動；二、在變壓器中使用E-ShieldTM繞組；三、在變壓器互隔離的兩個繞組之間跨接一個達到Y(jié)級的安全電容器C1。這四個措施加在一起，可以很輕易把傳導(dǎo)性電磁干擾限制在EN55022-B標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的范圍之內(nèi)。

很高的直流電壓加在變壓器的源邊繞組一端，源邊繞組的另一端由MOSFET Q1控制。Q1和LNK304P內(nèi)部的MOSFET是串接的。當(dāng)U1內(nèi)部的MOSFET導(dǎo)通時，把Q1的源極電壓拉到低電平，使Q1導(dǎo)通。穩(wěn)壓二極管VR4則限制了Q1上的柵至源電壓。當(dāng)關(guān)斷時，VR1、VR2和VR3（這三個器件接成串聯(lián)）構(gòu)成一個450V箝位電路，確保U1的漏極電壓保持在450V左右。當(dāng)輸進電壓高于450V時，超過450V的那部分電壓便加在Q1上。用這個辦法可把反激電壓和直流母線電壓分配在Q1和U1內(nèi)部的MOSFET上。電阻器R9限制了高頻鈴振電壓─當(dāng)VR1、VR2和VR3導(dǎo)通時會出現(xiàn)鈴振電壓。在反激期間，由VR5、D9和R10組成的箝位電路限制了在Q1和U1上出現(xiàn)的峰值電壓（這是由于漏電感引起的）。

變壓器T1副邊繞組上的電路起整流、濾波及反饋作用。二極管D10對變壓器副邊繞組的電壓進行整流。電容器C2對整流后的輸出進行濾波。電感器L2和電容器C3是第二級濾波器，能夠減少輸出中的高頻開關(guān)紋波。當(dāng)輸出電壓超過VR6和U2中光耦合器二極管上的總電壓降時，穩(wěn)壓二極管VR6導(dǎo)通。輸出電壓的變化會引起流過光耦合器中二極管的電流產(chǎn)生變化。反過來，這又會引起U2里面的晶體管上流過的電流增大。

當(dāng)這個電流超過FB管腳的閾值電流時，將產(chǎn)生一個開關(guān)周期堵塞。調(diào)節(jié)開關(guān)周期受到堵塞的數(shù)目和產(chǎn)生的數(shù)目，即可實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)壓。假如產(chǎn)生了基于U1的一個開關(guān)周期，電流便上升到U1內(nèi)部設(shè)定的電流極限值。在負載產(chǎn)生瞬變時，電阻器R11限制了光耦合器的電流，并且設(shè)定反饋回路的增益。電阻器R12則為穩(wěn)壓二極管VR6提供偏置電壓。

假如FB管腳有50ms的時間沒有拉到高電平，U1內(nèi)部的功率MOSFET開關(guān)將堵塞800ms。開關(guān)交替地堵塞和導(dǎo)通，可以在出現(xiàn)輸出過載、輸出短路或者反饋回路開路時，起到保護作用。

在變壓器上不需要輔助繞組為U1供電，由于它本身是由漏極管腳供電的。在啟動和內(nèi)部MOSFET關(guān)斷時，往耦電容器C4由內(nèi)部的高電壓電流源進行充電。

電路的測試結(jié)果

圖2為用示波器觀察到的波形，是在輸進電壓為312VAC（直流母線電壓為440VDC）時得到的。在關(guān)斷時，U1的漏極電壓（波形2）箝位在450V，這是VR1、VR2和VR3上的總電壓。箝位作用可以保證U1安全工作。第一個波形是Q1漏極相對源邊繞組（電容器C8的負極）的電壓。當(dāng)MOSFET Q1關(guān)斷時，在它上面的實際電壓（波形1）是兩個波形的差值，為170V。

圖2 U1和Q1的漏極電壓波形

隨著輸進交流電壓上升到580VAC（820VDC），在Q1關(guān)斷時，其上的電壓不到550V。于是外接MOSFET可以使用本錢不高、額定電壓為600～800V的器件。

這個設(shè)計的效率特性曲線如圖3所示。這條曲線說明在輸進電壓較高時，效率下降是由于串聯(lián)的功率級（Q1和U1內(nèi)部的MOSFET晶體管）中的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗增大造成的。不過，其效率仍然高于使用線性變壓器設(shè)計的電源。

圖3 效率隨輸進電壓的變化

這個電路達到對傳導(dǎo)性電磁干擾的要求。如圖4所示，在輸進電壓為230VAC的情況進行測試時，有相當(dāng)大的富裕。上面的藍色曲線和紅色曲線分別是EN55022 B標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的電磁干擾峰值極限值和均勻極限值，下面的曲線則是相應(yīng)的峰值和均勻值測試結(jié)果。

圖4 在230V時的傳導(dǎo)性電磁干擾

結(jié)論

對于產(chǎn)業(yè)應(yīng)用系統(tǒng)中的輔助電源，StackFET 技術(shù)是一個經(jīng)濟有效的辦法。在使用三相交流輸進電壓時，輸進電壓很高，設(shè)計職員可以運用這項技術(shù)，在設(shè)計中納進開關(guān)集成電路，從而簡化設(shè)計。